針對智能卡供電，本文提出了一種集成式DC/DC轉換器結構并分析了它的工作原理。該系統效率可達到85%，擁有足夠的魯棒性，可滿(mǎn)足所有復雜的ISO7816-3規范，并已通過(guò)EMV和EMV Co程序1級和2級。該結構特別適用于便攜式收款機（POS）等智能卡應用。
智能卡的工作電壓已經(jīng)升級到可適用于任何專(zhuān)門(mén)針對這種應用的芯片。初的ISO7816-3和EMV （Europay/Master card/Visa）文件現在包括1.8V、3.0V和5.0V作為適用的工作電源。因此，位于卡和之間的物理接口必須能夠將上述任何一種電源和主MPU適配。電源必須保持表1中規定的工作條件。另外，電源必須能在750μs內斷開(kāi)和卡的連接，特別是在帶電拔出卡時(shí)。
除了靜態(tài)工作以外，在負載為100mA/400ns脈沖狀態(tài)下，電源可把輸出電壓保持在容限以?xún)�。這樣的要求涉及到系統工作狀態(tài)，而不僅僅是電源。
DC/DC轉換器
隨著(zhù)應用的日漸廣泛，從電池供電的便攜式系統到電視衛星接收機，智能卡接口必須高效處理大的輸入電壓范圍并具有高效率�；旧�，只要能為卡提供所需的電源，它能以任何類(lèi)型的結構來(lái)實(shí)現。如可以設計成一種基于開(kāi)關(guān)電容的轉換器，但是考慮到便攜式POS系統時(shí)，其有限的效率成為一個(gè)關(guān)鍵問(wèn)題。對于GSM應用則不同，因為輸出功率限制為50mW，因而在無(wú)線(xiàn)電話(huà)PCB上優(yōu)先考慮這種基于電容的結構，以節約空間。
考慮到對于POS機便攜式模塊，節能是關(guān)鍵問(wèn)題，因而優(yōu)先考慮基于電感的結構，以盡量提高效率。實(shí)際上，在輸出功率高達300mW的情況下，電感結構在整個(gè)工作電壓范圍內的效率可以達到85%，這是低成本開(kāi)關(guān)電容技術(shù)難以達到的水平。
另一方面，因為輸入電壓可以從 低2.70V到 高5.50V（在電池快用完或在電池充電后），該結構必須自動(dòng)地、無(wú)需調整地從升壓轉換到降壓工作，反之亦然。圖1描述的概念已經(jīng)得到開(kāi)發(fā)，以滿(mǎn)足這些要求，在設計中以保持EMV 成為主要的目標。
在硅裸片中實(shí)現的真實(shí)系統更加復雜，因為工作時(shí)既不能有電壓尖峰同時(shí)又要能實(shí)現調整及低紋波。重要的是，電路必須滿(mǎn)足所有EMV規范，尤其是電源下降序列、電源關(guān)斷時(shí)序及輸出短路電流。
為達到這些要求，圖2所示的轉換器增加了幾個(gè)額外的NMOS及PMOS晶體管。
該系統按照兩周期的概念運行（所有注釋請參見(jiàn)圖2及圖3），并帶有考慮了智能卡要求的特殊結構：
周期1：Q1及Q4開(kāi)通，且電感L1由外接電池來(lái)充電。在此階段，Q2/Q3及Q5/Q6關(guān)斷。
流經(jīng)Q1及Q4兩個(gè)MOSFET的電流在內部被監視，并在達到Ipeak值（峰值電流，取決于可編程輸出電壓值）時(shí)關(guān)斷。在這一點(diǎn)上，周期1完成而周期2開(kāi)始�！伴_(kāi)通”時(shí)間是電池電壓及引腳10與11之間所連接的電感網(wǎng)絡(luò )值（L及Zr）的函數。
為防止出現不受控運行，4μs暫停結構可確保系統在過(guò)載或低電池輸入情況下只在連續的周期1環(huán)路內運行。
周期2：Q2及Q3開(kāi)通，且存儲在電感L1中的能量通過(guò)Q2轉移到外接負載。在此階段，Q1/Q4及Q5/Q6關(guān)斷。電流流通周期是900ns恒定值（典型值），如果CRD_VCC電壓低于規定值，在這段時(shí)間以后重復周期1。
當輸出電壓達到規定值（1.80V、3.0V或5.0V）時(shí)，Q2與Q3立即關(guān)斷，以免在輸出負載上產(chǎn)生過(guò)壓。與此同時(shí)，兩個(gè)額外的NMOS——Q5及Q6開(kāi)通，以便完全放掉存儲在電感中的電流，避免在系統上產(chǎn)生振鈴及電壓尖峰。圖3給出了DC/DC轉換器的理論波形。
當CRD_VCC被編程為0V，或當智能卡從插座中拔出時(shí)，有源下拉Q7迅速對輸出儲能電容進(jìn)行放電，確保當卡在ISO觸點(diǎn)上滑行時(shí)輸出電壓低于0.40V。由于Q7的導通電阻低，輸出電壓在不到100μs的時(shí)間內即迅速下降至400mV，遠低于EMV規定的大值750μs。
輸出電壓紋波，盡管ISO7816-3或EMV未直接規定，但它在智能卡的運行中扮演重要角色。其峰峰值取決于以下兩個(gè)主要電參數：
1．在輸出硅結構及凈儲能電容之間的總串聯(lián)電阻；
2．穩壓，即檢測帶 小門(mén)限及滯后的輸出電壓的能力。
個(gè)參數取決于芯片與外界相連的內部焊接線(xiàn)、連接儲能電容串聯(lián)電阻的引腳接點(diǎn)以及用于連接引腳到負載的印刷銅導線(xiàn)。當大電流通過(guò)引腳時(shí)，廣泛采用多焊接線(xiàn)技術(shù)，以將串聯(lián)電阻減少至50m（，或者如果使用更寬的焊接線(xiàn)，則電阻值更低。
印刷電路板走線(xiàn)的寬度可根據給定應用所需的電流處理需要而定。此外，該串聯(lián)電阻會(huì )是一個(gè)問(wèn)題，因其牽涉到的外部無(wú)源元件隨不同應用變化很大。 關(guān)鍵的部分是儲能電容，因為（基于經(jīng)濟的原因）一般低成本類(lèi)型，但這又會(huì )產(chǎn)生幾乎不可能完全消除的高電壓尖峰。
根據用于開(kāi)發(fā)電容的技術(shù)類(lèi)型，寄生元件可能擁有相對較高的值，會(huì )產(chǎn)生較大的不可控制的尖峰。如圖4所示，此等效串聯(lián)電阻（ESR）非常容易引起此類(lèi)尖峰，因為電源電流會(huì )直接流過(guò)它，并將高電壓脈沖帶入輸出源中。
基于在NCN6001和NCN6004A特性化中進(jìn)行的實(shí)驗， 佳的方案是使用兩個(gè)并聯(lián)的4.7μF/10V/陶瓷/X7R電容來(lái)實(shí)現CRD_VCC濾波。ESR在整個(gè)溫度范圍內不超過(guò)50m？，而且標準元件的組合提供一個(gè)可以接受的-20%到+20%的容差，成本增加有限。表2給出了 常用電容類(lèi)型的大致比較。圖5顯示了對于進(jìn)行輸出電壓濾波的不同電容類(lèi)型，NCN6001或NCN6004A演示板上觀(guān)察到的CRD_VCC紋波。在上面曲線(xiàn)上觀(guān)察到的較大且快速的瞬變是非常難以濾除的，因為它們的能量很高。很清楚，鋁電容不適合這類(lèi)應用，應該避免使用。
第二個(gè)參數取決于內部比較器的性能、電壓參考容限和數字處理。電壓參考從一個(gè)穩定的帶隙電路中引出，產(chǎn)生±3%的容差。另一方面，模擬功能的偏差和漂移通過(guò)高端集成技術(shù)減小。詳細分析直流/直流的工作有助于理解每個(gè)元件對于輸出電壓紋波的影響（參見(jiàn)圖2和圖6）。
在工作中，電感電流在Iv和Ip值之間交替改變，如圖6所示。當系統從周期#1反轉變?yōu)橹芷?2時(shí)，電感中積累的能量傳輸到負載，而儲能電容電壓隨著(zhù)能量向它轉移而增加。
令k=R1/（R1+R2）。當Vo大于k*Vref時(shí)，內部比較器U1翻轉，在時(shí)間t1輸出電流降為零相應的，輸出電容中載有之前存儲在電感中的全部能量，而且輸出電壓保持增加到參數k*Vref規定的參考值以上終電壓Vohp代表高端紋波幅度。
此時(shí)，輸出電壓開(kāi)始下降（因為電感中不再有能量供出），而且根據負載決定的時(shí)間t2，比較器會(huì )在Vo小于k*Vref時(shí)翻轉。直流/直流轉換器繼續周期#1工作，但是輸出電壓繼續下降，因為要達到Ip電流值（時(shí)間t3）需要更多的時(shí)間，而且電感從零開(kāi)始充電后，達到紋波幅度的低端Volp時(shí)，周期#2開(kāi)始一個(gè)新的周期。圖6的波形圖描述了這個(gè)機理。
本文結論
在工作條件中效率為85%的DC/DC轉換器被開(kāi)發(fā)應用于智能卡供電，可滿(mǎn)足所有復雜的ISO7816-3規范。該系統擁有足夠的魯棒性，可以在負載從零到峰值快速變化時(shí)防止系統鎖存，即使電池在輸入電壓范圍的任何一端時(shí)也可以實(shí)現。另外，短路電流保護避免了任何熱失控，因為過(guò)載電流觸發(fā)點(diǎn)會(huì )隨著(zhù)溫度的升高而減少。這種結構已經(jīng)通過(guò)EMV和EMV Co 程序1級和2級，包括EMV2000協(xié)議。 |
