本文分析并提出了一種方案主要針對LED 路燈的高效率電源驅動(dòng)器的AC/DC 部分。電路采用了零電壓開(kāi)通技術(shù)降低了一次側Mos 管的開(kāi)關(guān)損耗。本文還提出了一種可用于高輸出電壓情況下的混合型同步整流方案并對其工作原理和工作過(guò)程進(jìn)行了較為詳細的分析，并就如何減小變壓器的損耗提出了一些看法。最后，本文介紹了設計樣機進(jìn)行的實(shí)驗結果。

1. 引言
近年來(lái)，隨著(zhù)大功率白光LED 技術(shù)的發(fā)展，照明產(chǎn)業(yè)開(kāi)始面臨新的機遇與挑戰。LED 越來(lái)越多地被應用于通用照明領(lǐng)域，道路照明則是其中一個(gè)極具潛力的重要應用領(lǐng)域。由于LED 本身所特有的長(cháng)壽命、潛在的高光效的特征，設計一款能夠充分發(fā)揮此特征的高效率恒流驅動(dòng)電源則顯得尤為重要。

2. 高效率LED 電源驅動(dòng)器的設計與分析
2.1 設計概述
在本次針對LED 路燈進(jìn)行電源設計時(shí)，需充分考慮到此應用的特點(diǎn)與要求：
1）單燈最大功率不超過(guò)100W。
2）為提高路燈的可用性，燈具中LED 分為若干組，每組中LED 串聯(lián)驅動(dòng)，組間分別驅動(dòng)，單組損壞不影響其它組LED。
3）為提高安全性，輸入與輸出之間需要電氣隔離。
4）電源需具有較高的功率因數。
為滿(mǎn)足以上要求，本設計采取ACPDC 恒壓電源與多路DCPDC 恒流驅動(dòng)級聯(lián)的方式驅動(dòng)多路LED。
ACPDC 部分采用反激式拓撲，輸出52V , 100W。
DCPDC 部分采用國半的LED 恒流驅動(dòng)芯片LM3404。

本文僅介紹AC/DC 部分的設計。
反激式電源的損耗主要在于3 個(gè)地方： 1）一次側Mos 管的損耗，包括導通損耗和開(kāi)關(guān)損耗。2）二次側整流二極管的損耗。3）高頻變壓器的損耗，主要包括鐵損、銅損及漏感造成的損耗。為提高電源的效率，主要需從這三個(gè)方面采取措施，減小損耗。
2.2 控制方式及零電壓開(kāi)通設計
本設計中，采用ST 公司的L6562 作為主控芯片，L6562 是一款經(jīng)濟型功率因數校正控制器。反激式電源工作在不連續導電模式（DCM）, 通過(guò)前端EMI 濾波器自動(dòng)實(shí)現高的功率因數。
為減小初級Mos 管損耗，我們選用ST 公司的Mos 管STP11NM60 , 導通電阻0145 Ω , 可以有效減少導通損耗，并采用準諧振技術(shù)，實(shí)現對Mos 管的零電壓開(kāi)通，可以最大限度地減小開(kāi)關(guān)損耗。
自從20 世紀70 年代以來(lái)，軟開(kāi)關(guān)得到了充分發(fā)展，準諧振技術(shù)也有了成熟的應用。L6562 本身就具有零電壓開(kāi)通檢測管腳，可以較為方便地實(shí)現當Mos 管漏極電壓降到谷底時(shí)將其開(kāi)通。
具體設計如圖1 所示，其中，T1 為變壓器的一次側繞組，T2 為輔助繞組。1）t0 ～ t1 時(shí)段，Mos 管M1 開(kāi)通，整流輸出電壓Uc 流經(jīng)變壓器T1 繞組，電流I1 上升。2）t1 時(shí)刻，Mos 管關(guān)斷，Mos 管電壓U2上升，變壓器初級繞組電流I1 換流到次級繞組電流I2。3）t1 ～ t2 時(shí)段，變壓器開(kāi)始向副邊輸送能量，副邊的充電電流I2 隨時(shí)間線(xiàn)性減小。4）t2 時(shí)刻，I2降為0 , 儲存于變壓器中的能量釋放完畢。5）t2 ～t3 時(shí)段，變壓器T1 繞組電感L1 , 漏感L2 與Mos 管漏極對地電容C1 開(kāi)始諧振，諧振頻率。T2 作為輔助繞組之一，其一端電壓U1 隨U2 降低，當低于ZCD 的閾值下限116V , 即位于圖2 所示A 點(diǎn)時(shí)，L6562 再次開(kāi)通M1 , 下一周期開(kāi)始。

圖1 實(shí)現零電壓開(kāi)通電路的原理圖
此電路實(shí)現了在Mos 漏極電壓達到谷底時(shí)開(kāi)通，盡可能地減小了Mos 管漏極對地電容在高電壓情況下放電造成的損耗。

圖2 電路工作時(shí)各點(diǎn)波形圖
2.3 同步整流驅動(dòng)設計
在一般的反激式開(kāi)關(guān)電源中，二次側的整流二極管損耗也是電源效率的重要影響因素之一，可以通過(guò)選用低導通壓降的肖特基二極管來(lái)緩解這個(gè)問(wèn)題。但一方面，這種改良對性能的影響并不是非常顯著(zhù)；另一方面，在本應用中，輸出電壓較高，而肖特基二極管的反向耐壓一般較低，難以滿(mǎn)足要求。
比較好的方法就是采用同步整流技術(shù)，用導通電阻低的Mos 管替代傳統的整流二極管。同步整流按照工作方式可以分為外驅型和自驅型，按工作原理分，又可以分為電壓型驅動(dòng)、電流型驅動(dòng)和諧振型驅動(dòng)等。這些同步整流方式各具特點(diǎn)，但也各有不足。文獻中提出了一種較為實(shí)用的電流型同步整流驅動(dòng)方案，但由于將Mos 管的門(mén)極驅動(dòng)電壓鉗位在輸出電壓，而門(mén)極擊穿電壓較低，因此只適用于較低輸出電壓的情況。
本文提出了一種新型的混合型同步整流方案，電路結構如圖3 所示，其工作原理簡(jiǎn)單描述如下：
　　　　　　　　　
圖3 同步整流方案的電路結構
T3 與T4 分別為變壓器上的兩個(gè)繞組： 其中，T3 為二次側繞組，用于能量的傳遞，T4 為輔助繞組。T4上的電壓跟隨T3 的電壓升高，用以開(kāi)啟同步整流Mos 管M1。CT1 與CT2 則為電流互感器CT 的兩個(gè)繞組，其中，初級繞組CT1 被串在主電路中，用于檢測流經(jīng)Mos 管的電流。當CT1 中的電流下降到零時(shí)，CT2 將把M1 關(guān)斷。因此，此方案以電壓信號控制Mos 管導通，電流信號控制Mos 管關(guān)斷，不僅效率高，而且工作穩定，不存在誤開(kāi)通的情況。下面將對這種驅動(dòng)方案的工作過(guò)程做詳細分析。
1）第一階段，變壓器一次側Mos 管關(guān)斷，電流從變壓器的一次側換流到二次側。T3 繞組通過(guò)CT1 , M1 為輸出電容器C3 充電。T3 繞組的輸出電壓被鉗位于C3 兩端電壓（在本應用中約為52V）。
由于T4 繞組為變壓器的一個(gè)輔助繞組，因此，同名端B 點(diǎn)的電壓比例上升至一個(gè)高電壓（在此應用中約為10V）。則B 點(diǎn)電壓通過(guò)二極管D2 為電容器C1、C4 充電。其中，電容器C4 為Mos 管M1 的門(mén)極輸入電容，通常小于1nF , 以虛線(xiàn)示出。電容器C1為外加電容，取C4 電容值的10 倍以上。由于C4 遠小于C1 , 并且電容值很小，根據電容器的串聯(lián)分壓原理，C 點(diǎn)電壓很快被充至近10V , M1 導通。同時(shí)，電流互感器CT 中的能量從繞組CT2 通過(guò)二極管D1 饋入輸出電容器C3 , 降低了開(kāi)關(guān)驅動(dòng)損耗，D 點(diǎn)電壓也被鉗制在約52V。
2）第二階段，流經(jīng)D1 的電流降為0 , 此時(shí)流經(jīng)CT1 的電流降為Ioff 。D1 關(guān)斷，D 點(diǎn)電壓開(kāi)始降低，最終使PNP 型三極管Q1 導通，C4 上的電被放掉，C 點(diǎn)變?yōu)榈碗妷�，M1 關(guān)斷，同步整流結束。由于此時(shí)Ioff > 0 , 變壓器二次側的充電過(guò)程仍未結束，改經(jīng)M1 的寄生體二極管續流，A 點(diǎn)、B 點(diǎn)仍為高電壓。由于C4 被Q1 短路，T4 通過(guò)D2、Q1 為C1 充電，直到C1 被充滿(mǎn)。值得注意的是，C1 之所以選用電容而不使用電阻，一方面保證了第一階段中對C4 的快速充電，另一方面使得第二階段中Q1 導通后在其上的損耗得以降低，提高了驅動(dòng)的效率。
3）第三階段，變壓器一次側Mos 管再次導通，A 點(diǎn)、B 點(diǎn)為負電壓，PNP 三極管Q2 導通，C1 被放電，保證了下一周期能夠再次正常工作。C 點(diǎn)電壓保持在低電壓，不會(huì )造成M1 的誤開(kāi)通。值得注意的是，在每個(gè)周期中，C1 都會(huì )被反復沖放電。其損耗由公式P = 1/2 CU2 f 可得。其中，設C = 10nF ,U = 10V , f = 100kHz。因此P = 50mW, 此即在C1上損耗的功率。當變壓器一次側Mos 管在一段時(shí)間后再次關(guān)斷后，新的一個(gè)周期開(kāi)始。
這種新型的同步整流方案具有如下特點(diǎn)： 1）可以廣泛適用于各種輸出電壓。2）電路結構和原理較為簡(jiǎn)單。3）驅動(dòng)損耗小，效率高。4）電路確定性好，無(wú)誤動(dòng)作。電路在PSpice 下的Mos 管電流波形和門(mén)極驅動(dòng)電壓波形的仿真結果如圖4 所示。

圖4 Mos 管電流波形和門(mén)極驅動(dòng)電壓波形的Pspice 仿真結果
2.4 變壓器設計
高頻變壓器作為隔離型電源中必不可少的組件，在提升效率方面所起的作用也是不容忽視的。變壓器的損耗主要分為銅損、鐵損及漏感造成的損耗三大塊。
銅損是指變壓器線(xiàn)圈電阻所引起的損耗。當電流通過(guò)線(xiàn)圈電阻發(fā)熱時(shí)，一部分電能就轉變?yōu)闊崮芏鴵p耗。在低頻時(shí)，變壓器的銅損主要是銅導線(xiàn)的直流電阻造成的，但工作在50kHz～100kHz 的高頻電源變壓器則必須考慮到集膚和鄰近效應。為減小兩者帶來(lái)的交流銅阻變大的現象，可以采取用里茲線(xiàn)替代單股粗銅線(xiàn)繞制變壓器，一次側線(xiàn)圈與二次側線(xiàn)圈交錯繞制等方法。
鐵損即磁芯損耗，包括磁滯損耗、渦流損耗和殘留損耗。其大小由公式Pc = Kp ×Bn ×f m ×vol所決定。其中，B 為鐵芯中的工作磁感應強度，f 為工作頻率，vol 為鐵芯體積。Kp , n , m 則為與鐵芯材料有關(guān)的常數。要減小鐵損，可以在增加線(xiàn)圈匝數的同時(shí)增大氣隙，以此來(lái)減小工作磁通，但最根本的措施還是選用更好的磁芯材料。
另外要使鐵損與銅損之和最小，必須滿(mǎn)足以下兩個(gè)條件： 1）鐵損= 銅損。2）原邊銅損= 副邊銅損。
變壓器損耗的另一重要組成部分則是由漏感造成的。漏感Lσ 上損耗的功率由公式P = 1P2LσI2 f確定。其中，I 為變壓器一次側的峰值電流，f 為開(kāi)關(guān)頻率。漏感的存在使初級Mos 管上需要承受更大的電壓應力。而在反射電壓一定的條件下，漏感越大，則變壓器的效率越低。要減小變壓器的漏感，需要從鐵芯結構的選取，氣隙的位置，繞組繞制的方式等方面綜合考慮。
近年來(lái)，平面變壓器作為一種新的變壓器技術(shù)正在日趨成熟。該變壓器使用的是高度較低，底部面積較大的平面磁芯。同常規的漆包線(xiàn)繞組不同，該變壓器的繞組是利用印制板上的螺旋形印制線(xiàn)來(lái)實(shí)現的。與傳統變壓器相比，平面變壓器具有效率高、工作頻率高、體積小、漏感小、熱傳導性好、一致性好等眾多特點(diǎn)。雖然其目前在國內還面臨著(zhù)成本較高、技術(shù)仍不完善等缺陷，但隨著(zhù)進(jìn)一步的發(fā)展，平面變壓器必將在一些高端應用中取代傳統變壓器。

3 實(shí)驗結果與總結
根據以上分析，我們制作了一臺100W 樣機進(jìn)行實(shí)驗。樣機的輸入電壓范圍為176V～264V , 輸出電壓為52VDC , 二次側Mos 管選用IR 的IRF4229。
圖5 所示為220V 輸入情況下一次側開(kāi)關(guān)管電壓波形和門(mén)極驅動(dòng)波形。由圖可見(jiàn)，一次側開(kāi)關(guān)管可以實(shí)現在電壓谷底開(kāi)通，大大降低了開(kāi)關(guān)損耗。

圖5 220V 輸入下一次側開(kāi)關(guān)管電壓波形和門(mén)極驅動(dòng)波形

圖6 所示為二次側Mos 管電流波形及同步整流的驅動(dòng)電壓波形。由圖可見(jiàn)，Mos 管的開(kāi)通和關(guān)閉信號都具有較陡的邊沿，工作效果好。

圖6 二次側Mos 管電流波形及同步整流的驅動(dòng)電壓波形

表1 是在100W 電阻負載下測試的樣機效率和功率因數，可見(jiàn)本文提出的高效率電源驅動(dòng)器可以在要求的電壓范圍內實(shí)現高于90 %的效率和較高的功率因數。

表1 不同輸入電壓下電源效率及功率因數
另外，由于變壓器制作工藝的限制，本樣機的變壓器并不算非常好，對效率的影響也比較大。如果能夠在這方面加以改進(jìn)，效率仍有較大的上升的空間。

結論：
本文分析并設計了一種針對LED 路燈的高效率電源驅動(dòng)器的AC/DC 部分。電路的主拓撲采用了基于L6562 的反激式變換器。電路工作于DCM并自動(dòng)實(shí)現了高功率因數。變壓器的一次側采用了零電壓開(kāi)通技術(shù)以實(shí)現低的開(kāi)關(guān)損耗。本文還提出了一種可用于高輸出電壓的混合型同步整流方案并對其工作原理和工作過(guò)程進(jìn)行了較為詳細的分析。最后，本文就如何減小變壓器的損耗提出了一些看法。實(shí)驗結果表明，按照此方法設計出的樣機具有高效率和高功率因數的優(yōu)點(diǎn)，設計是較為成功的。